Разработка и исследование полосковых фильтров короткого см диапазона волн

Постановка задачи

Для обеспечения необходимого уровня побочных излучений передатчика необходим полосно-пропускающий фильтр, подавляющий излучение гетеродина и излучение на зеркальной частоте применяемого преобразователя частоты. При этом фильтр должен с допустимыми потерями пропускать сигнал на рабочей частоте. Для разрабатываемого нами передатчика с рабочей частотой 8.4 ГГц потребовался фильтр со следующими параметрами:

Полоса пропускания на 8.4 ГГц                    >50 МГц,

Подавление на частоте гетеродина 7.4 ГГц    > 60 дБ.

Потери в полосе пропускания                       <10 дБ

КСВН в полосе пропускания                         < 2

Размеры печатной платы ограничивались из конструктивных соображений 49 х 18 мм. Толщина платы выбиралась в зависимости от типа и конструкции фильтра.

Рассматривались две возможные конструкции фильтров:

а) фильтры на диэлектрических резонаторах с большой диэлектрической проницаемостью;

б) фильтры на полосковых линиях.

Расчёт в среде CST Microwave Studio (CST) [2] фильтров с диэлектрическими резонатороми (эпсилон =40) показал, Рис.1, что, при одинаковом подавлении с полосковыми, они имеют в разы меньшие полосы пропускания, что затрудняло использование фильтра.

Рисунок 1. Расчётные S- параметры: S11 и S21 фильтра с диэлектрическими резонаторами

Кроме того, конструктивно было удобнее использовать фильтр на полосковых линиях. Поэтому далее разрабатывались полосковые фильтры.

Варианты исполнения полосковых фильтров

Сначала были рассмотрены фильтры на симметричной полосковой линии в прямоугольном корпусе, заполненным материалом Rogers RO4350B. Были разработаны и рассчитаны на CST несколько фильтров, различающихся числом звеньев.

На рис. 2 показана топология фильтра с четырьмя звеньями, а на рис. 3 – рассчитанные S-параметры.

Рисунок 2. Печатная плата с полосковым 4-х звенным фильтром

Рисунок 3. Расчётные S-параметры: S11 и S12 полоскового 4-х звенного фильтра

При расчетах задавались следующие параметры:

• тангенс потерь в подложке 0.004;
• удельная электрическая проводимость золотого покрытия печатных полосков 4.5*10^7 Cм/м;
• удельная проводимость никелевого покрытия корпуса 1.4*10^7 См/м.

При расчёте в CST использовалось авторегрессивный программный фильтр (AR‑фильтр), предназначенный для расчёта узкополосных устройств, имеющих большое время затухания возбуждающего сигнала. Для примера, на рис.3 показан расчёт, сделанный без применения AR-фильтра. Видно, что результаты расчётов на рис. 3 и рис. 4 сильно различаются. Измерения показали, что реальные характеристики близки к рассчитанным с AR- фильтром.

Конструкция фильтра представляла собой подложку с полосками, помещенную в прямоугольный корпус, снабженный коаксиальными разъёмами.

Испытания изготовленного фильтра проводились с помощью панорамного измерителя КСВН типа Р2-137. Измерения показали, что характеристики фильтров сильно отличаются от расчётных и не удовлетворяют техническим требованиям. Главное, что подавление сигнала на заданной частоте гетеродина (7.4 ГГц) и в полосе от 6 до 10 ГГц (исключая полосу пропускания), оказалось значительно меньше требуемого.

Рисунок 4. Расчётные S-параметры полоскового фильтра, сделанные без использования AR-фильтра

В результате проведенного анализа были выявлены недостатки в разработанной конструкции фильтра. Основным из них была большая ширина корпуса, в который помещалась подложка с фильтром. В результате, в полученном волноводе могли распространяться высшие, волноводные типы волновод [3]. Подавление паразитных сигналов могло уменьшиться из-за преобразования основного типа волны полосковой линии (TEM) в волноводные моды колебаний. Эти моды могли проходить через фильтр с относительно малыми потерями. Причиной возникновения волноводных мод могли быть неоднородности и отклонения от симметрии в СВЧ тракте.

Введение поглотителя в критичные места тракта с целью ослабить волноводные типы, позволило увеличить подавление, но оно оставалось значительно меньше расчётного.

Вторым недостатком фильтра были большие измеренные потери в полосе пропускания - 5.5 дБ (расчетная величина 5.1 дБ).

Для устранения этих недостатков были внесены изменения в конструкцию фильтров. Для исключения распространения в корпусе волноводных типов волн была уменьшена ширина корпуса, что сделало волновод запредельным. Для этого пришлось повернуть полоски фильтра под углом к оси корпуса, как показано на рис. 5. Скосы углов на полосках сделаны, чтобы дополнительно уменьшить ширину волновода и увеличить его запредельность.

Рисунок 5. Печатная плата с исследуемым полосковым фильтром

Для уменьшения потерь в полосе пропускания из корпуса была удалена большая часть подложки, вносящей потери, а в середине корпуса оставлена тонкая плата из материала Rogers с печатными полосками. Толщина платы составляла 0.25 мм. В результате получился фильтр на подвешенной полосковой линии с воздушным заполнением.

При переходе к полосковой линии с воздушным заполнением увеличилась длина волны в полосковой линии [1]. Поскольку длина корпуса фильтра определялось конструкцией прибора и не изменилась, пришлось уменьшить число звеньев фильтра.

Кроме фильтра с параллельными четвертьволновыми полосками, были разработаны также фильтры с полосками встык, показан на рис. 6.

Рисунок 6. Печатная плата полоскового фильтра с полосками, расположенными вдоль оси

Фильтры с полосками встык позволяют дополнительно уменьшить ширину корпуса и увеличить запредельность волновода. Однако на заданной длине корпуса помещались только 2 ступени фильтров, поэтому они имели меньшее подавление, чем фильтры с наклонными полосками, имеющими большее количество звеньев.

Особенности расчета фильтров

Сначала расчёт фильтров проводился по методике, изложенной в [4,5]. Полученные из расчётов размеры зазоров между полосками использовались как исходные для расчётов в CST. Как правило, рассчитанные фильтры имели большой КСВН и требовалась дополнительная оптимизация размеров, которая проводилась вручную, перебором, исходя из выявленных зависимостей КСВН от размеров. В случае многозвенных фильтров это занимало много времени, но было эффективнее, чем использование заложенной в CST опции оптимизации.

В дальнейшем, для получения исходных размеров фильтра для последующих расчетов в CST, использовались размеры, полученные в среде AWR Design Environment (AWR). В AWR расчёт размеров фильтра по заданным характеристикам производится очень быстро, а в CST занимает много времени. Но AWR предназначена для расчёта плоских структур. В CST, в отличие от AWR, можно сделать объёмный чертеж устройства, близкий к реальной конструкции, и выполнить расчёт именно для нее. Поэтому размеры, полученные в AWR, подставлялись в чертёж CST и производился дальнейший расчет. Оказалось, что при использовании AWR требовалась меньшая коррекция размеров в CST для оптимизации КСВН.

Одной из основных задач работы была проверка соответствия рассчитанных на CST и реальных характеристик фильтров. Определялись оптимальные настройки программы, позволяющие получить достаточно точные результаты при небольшом времени расчётов.

Остановимся на некоторых особенностях расчёта в CST.

В процессе расчёта были введены следующие элементы настройки, повышающие точность расчёта:

1) при анализе в CST устройств с высокой добротностью при работе с временным решателем Т-решатель (Transient solver) необходимо применять AR- фильтр, который сильно повышает точность расчётов;

2) первые расчёты фильтров с полосками, параллельными оси фильтра (см. рис.2), проводились с Т-решателем. Но при переходе к фильтрам с наклонными полосками (рис. 5), время счёта резко увеличилось. Для его уменьшения мы перешли к использованию частотного решателя F-Solver. Использовалась опция для расчёта узкополосных фильтров Resonant: Fast S-parameters. Время расчёта значительно уменьшилось. В F-Solver хорошо считаются и фильтры с полосками, параллельными оси фильтра. Результаты расчёта в Т и F решателях были близки, но точно не совпадали, в частности, значения центральной частоты фильтра.

3) для точных расчётов необходимо применять заложенный в программе метод оптимизации разбиения области расчёта на ячейки. В последовательных проходах расчёта увеличивается и оптимизируется положение ячеек. Это приводит к увеличению точности, но и к большому увеличению времени счёта. Поэтому приходится выбирать некоторый компромисс между ними;

4) при расчётах в F-Solver часто возникали сообщения о появлении паразитных элементов (Suspecious elements). Они возникают при недостаточно мелком разбиении структуры на ячейки. При этом уменьшается точность и увеличивается время расчёта. Для устранения этих элементов, приходилось увеличить в настройках плотность ячеек;

5) при работе в частотном решателе F-Solver расчёт в опции Resonant: Fast S-parameters выполнялся только с идеальными металлами типа PEC. Учёт потерь в металлах, какими являются покрытия полосков и корпуса, можно сделать в опции General Purpous.

Сопоставление расчетных и экспериментальных данных

Рассчитанные на CST размеры фильтров использовались для изготовления чертежей в программе Inventor и последующего изготовления корпусов и печатных плат.

Были изготовлены полосковые фильтры нескольких типов: с параллельными полосками и полосками встык, с разными полосами пропускания и, соответственно, подавлением вне полосы, с разными величинами ширины полосков.

Измерения фильтров проводились на вектор-анализаторе VNA MS4644A.

В табл. 1 приведены результаты расчёта и измерений основных характеристик четырех изготовленных фильтров.

Таблица 1.

Результаты расчёта и измерений основных характеристик 4-х фильтров

Fo - центральная частота полосы пропускания;

A(7.4) – подавление входного сигнала на частоте 7.4 ГГц

A(Fo) - ослабление входного сигнала на частоте Fo;

S11(8.4)-параметр S11 на частоте F=8.4 ГГц;

dF - полоса пропускания по уровню 3дБ.

Из табл. 1 видно, что нет полного совпадения расчетов и измерений, но результаты близки. Дальнейшая доработка фильтров возможна после измерений и внесения коррекции в размеры, с использованием расчётов в CST.

Далее приводятся более детальные результаты измерений одного из фильтров, №1 (с наибольшим подавлением на частоте 7.4 ГГц).

На рис. 7 и 8 приведены рассчитанные на CST и измеренные S-параметры S11, показывающие потери на отражение, и соответствующие коэффициенты стоячей волны (КСВН).

Рисунок 7. Расчётные и измеренные S11 – параметры фильтра №1

Рисунок 8. Расчётный и измеренный КСВН фильтра №1 в полосе пропускания

Видно, что есть расхождения, но расчёт позволяет достаточно точно оценить центральную частоту и S11 фильтра.

На рис. 9 показаны расчётный и измеренные графики S - параметра S12, показывающие потери на проход.

Рисунок 9. Расчётные и измеренные S12- параметры фильтра №1

Обозначения на рис. 9:

Р- расчёт в опции F-Solver: Resonant: Fast S-par;

Р1 - расчёт в опции F-Solver: General purpose;

И - измерения.

Расчёты сделаны в CST, в решателе F-Solver в разных опциях: опции Resonant: Fast S-parameters, где учтены только потери в подложке, и опции General purpose, где учтены также потери в металлах покрытия (золота и никеля).

Видно, что есть отличия в значениях Fo при расчёте в разных опциях решателя. Это нужно учитывать при расчёте узкополосных устройств, когда требуется точное знание частоты.

На рис. 10 показаны потери на проход в полосе пропускания. Обозначения те же, что и на рис. 9.

Рисунок 10. Расчётные и измеренные потери фильтра №1 в полосе пропускания

Видно, что измеренные потери оказались значительно больше рассчитанных. Потери на проход в полосе пропускания в фильтрах №1 и №2 с четырьмя звеньями значительно превосходят расчётные, а в фильтрах №3 и №4 - близки к ним, что видно из Табл.1. Причина расхождения пока не определена.

Групповое время задержки

При использовании полосно-пропускающих фильтров в устройствах с преобразователями частоты в некоторых случаях нужно знать время групповой задержки в полосе пропускания. Например, когда в полосе пропускания есть коррелированные сигналы и в детекторе, на выходе приёмника, происходит сложение сигналов, симметричных центральной частоте приема. Для того, чтобы не было искажений, желательно, чтобы время задержки этих сигналов было постоянным или менялось линейно, чтобы было легко внести поправки при обработке сигналов.

Нами были рассчитаны и измерены времена задержки фильтров и рассчитана их производная по частоте.

На рис. 11 показаны расчётное и измеренное время групповой задержки сигналов.

Рисунок 11. Расчётное и измеренное время групповой задержки фильтра №1

Обозначения:

Р – расчёт,

И – измерения.

На рис. 12 показаны графики производной от времени задержки по частоте в полосе пропускания фильтра. Данные получены из расчётной и измеренной кривых. По этим графикам можно оценить сдвиг по фазе принимаемых сигналов, вызванный наличием фильтра.

Рисунок 12. Зависимость расчётной и измеренной скорости изменения времени групповой задержки от частоты

Обозначения:

Р – расчёт,

И – измерения.

Время задержки фильтров получилось значительно меньше предельно допустимых значений, приведенных в стандарте CCSDS 401.0-B [6], и, следовательно, разработанные фильтры могут быть использованы в передающих радиотехнических устройствах.

Заключение

Разработаны полосковые полосно-пропускающие фильтры на частоту 8.4 ГГц, предназначенные для работы в устройствах с преобразователем частоты. Фильтры применяются для подавления сигналов на частоте гетеродина и зеркальной частоты. Расчёты фильтров проводились с использованием программ AWR CST Microwave Studio и AWR Design Environment. Рассмотрены некоторые особенности расчёта в CST.

Чертежи корпуса и печатных плат выполнялись в программе Inventor. Измеренные характеристики получились достаточно близкими к рассчитанным. Расчёты на CST могут быть успешно использованы как для получения исходных размеров фильтра, так их коррекции после измерений характеристик фильтров. Изготовленные фильтры удовлетворяют заданным требованиям.

Конструкция и материалы фильтров позволяют применять их и на более высоких частотах.